5G中的超宽带阵列天线及其小型化技术

5G中的超宽带阵列天线及其小型化技术

张申科1,杨丰旭2,尹应增2

1武汉虹信通信技术有限责任公司，湖北 武汉430205

2西安电子科技大学，陕西 西安 710071

【摘 要】

研究了超宽带阵列天线的设计及其低剖面技术。将ADS电路仿真软件与电磁场全波仿真软件Ansoft HFSS相结合，利用具有紧耦合的偶极子天线单元设计具有宽带工作的低剖面强耦合阵列天线。研究结果表明，在工作频率范围0.67~3. 78 GHz频段内，该天线阵列的电压驻波比优于2. 0，相对带宽为139. 78%，天线阵列的剖面仅有40.25 mm。其次，研究了加载人工磁导体结构实现阵列天线的低剖面技术。采用构成高阻抗地的人工磁导体结构改善了天线高频谐振性能，从而降低了天线的剖面高度。全波电磁仿真结果表明，该天线阵列在1. 1 ~ 2. 8 GHz范围的工作频率中电压驻波比优于2. 0，天线的剖面高度仅为24 mm，相对带宽78%。该技术可拓展应用到5G天线的开发。

【关键词】：宽带阵列天线;低剖面;强耦合阵列;高阻抗地;人工磁导体

【Abstract】

The design method of wideband array antennas and the technology of low profile were studied. Combinations of commercial simulation software ADS and Ansoft HFSS, two design examples of tightly coupled array antennas were presented, with the characteristic of wideband and low profiles. Simulated results show that the impedance bandwidth of voltage stranded ratio less than 2. 0 was from the frequency range of 0.67 GHz to 3. 78 GHz, with a height of 40.25 mm. Moreover, by loaded artificial magnetic conductor (AMC) structure on the basis of the original antenna array to form a high impedance surface to improve the high-frequency resonance performance, the low profile technology was presented for wideband array. The results of full wave electromagnetic simulation software show that the impedance bandwidth of voltage stranded ratio less than 2. 0 was from the frequency range of 1. 1 GHz to 2. 8 GHz, with a height of 24 mm and corresponding to a fractional bandwidth of 78. 0%. This technology can be extended to the development of 5G antennas.

【Key words】：wideband array antenna ; low-profile ; tightly coupled array ; high impedance ground ; artificial magnetic conductor

1 引言

随着无线通信技术的发展，通信天线的性能越来越受到人们的重视，其发展主要经历了全向天线、定向单极化天线、定向双极化天线、电调双极化天线、多频及其电调天线以及MIMO天线、有源天线等过程。目前小型化、多频段、超宽带的基站天线越来越受到人们的关注，尤其是如何能在有限的空间，设计出满足性能要求的低剖面天线，成为了人们竞相研究的热点。为此，本文研究了宽频带阵列天线的低剖面技术，不仅能较好地降低天线剖面高度，同时能展宽天线的工作带宽，实现了超宽带工作和低剖面的要求。

一直以来，关于基站天线的研究设计的热点都在于宽带化、小型化、双/多极化等几个重要特性，而低剖面、小型化的基站天线因其小巧灵活的特性而备受青睐。因此，在保证良好的辐射特性和阻抗特性的条件下，微基站天线的设计通常更注重低剖面、小型化的尝试。而且，往往由于微基站的安装条件限制，还需要进行与基站的集成和共形设计，而小型化和低剖面的天线更有利于这种设计的实现。过去的学者和研究人员对于紧凑的低剖面、宽频带、小型化的天线已经进行过很多这方面的研究，提出了很多关于减小天线尺寸、实现低剖面结构、增加天线的阻抗带宽以及实现双极化辐射等良好性能的方式。Lai等人提出一种弯折探针馈电形式的贴片天线，通过调整弯折探针的尺寸以及与辐射贴片之间的间距使得宽带达到展宽，将弯折型探针T字形摆放实现了双极化功能。其中心工作频率约为1. 8 GHz（其对应的波长为λ≈161 mm），当金属贴片厚度为 0.3 mm（对应于 0.002λ），长度L=61 mm（0.378λ），贴片距离地板的高度Hp=17. 5 mm（0.109λ），其VSWR≤2时的工作频段为1. 64~2. 13 GHz，相对带宽为26%。Bao等人通过变形传统的偶极子天线，提出一种四角环形式的偶极子天线，其中心工作频率约为 2. 2 GHz （λ≈136. 4 mm），充分利用了四角环之间的紧耦合效应极大地扩展了带宽，调节环间距最终达1. 71~2. 69 GHz（相当于44%）的工作频带。偶极子高度（巴伦长度）BH=36. 7 mm（0.27λ），环形臂长 Rl=23. 8 mm（0.175 λ），偶极子贴片厚度Rh=2. 6 mm（0.019λ）。采用差分耦合馈电的电磁偶极子形式，在剖面高度h=48 mm（0.24λ）时，实现了68%（0.95~1. 92 GHz）的阻抗带宽和62%的3 dB波瓣带宽。

综上所述，偶极子天线在带宽上已经取得了很大的突破，但是上述天线扩展带宽的方法都在一定程度上牺牲了天线的剖面高度。由于5G通信具有更高的工作频率和更小的工作波长，因此5G天线的低剖面化、小型化越来越受到重视。如何在保证天线性能的情况下降低剖面高度仍是一个重要课题。

本文以紧耦合阵列天线为基础，给出了两种以偶极子作为基本阵元的低剖面宽带阵列天线。通过阵元间的偶极子单元相互交叠形成紧耦合阵列，展宽了常规偶极子天线的工作带宽，同时降低了天线的剖面高度。仿真结果表明其工作频段为0.68~3. 07 GHz（相对带宽为127. 5%），在其工作频段内，无源电压驻波比优于2. 0，极化方式为线极化，扫描角为±60°，实现了超宽带的辐射特性；在紧耦合的偶极子阵列基础上，以牺牲天线的工作带宽为代价，通过加载人工磁导体结构，降低了天线的剖面高度，其工作频段为 1. 1~2. 8 GHz （相对带宽为 87. 2%），在其工作频段内，电压驻波比优于2. 0，极化方式为线极化。

2 低剖面宽带阵列天线技术

2.1 等效电路与ADS仿真的设计方法

紧耦合阵列天线是利用阵元间的耦合以拓宽天线的工作频带，在这里需要考虑天线阵元的自电感以及相邻阵元间的耦合电容。通过调节阵列单元的自电感和交叠部分的耦合电容，从而改变天线阵的谐振频率。

为了简化计算复杂性、节约时间，可以采用等效电路的方式得到天线的等效电路模型，使用ADS和MATLAB等仿真软件进行联合计算。

对于具有金属地板的偶极子阵列天线，可以将其等效为如图1所示的LC串联网络。由传输线理论可知，电长度小于 1/4 波长的偶极子天线单元可以等效为电感 Ldipole，单位为 nH。阵元间的耦合电容为Ccoupling，单位为pF。天线两面的介质层被等效为传输线，其特性阻抗为 Zsup和Zsub，长度为hsup和hsub。耦合电容Ccoupling可通过平板电容器计算式求得理论值，偶极子的自电感Ldipole可由传输线理论计算得到理论值。

图1 紧耦合的偶极子天线等效电路

在等效电路中，偶极子阵元的自电感为Ldipole和阵元间耦合电容为Ccoupling的计算方法可以按照如下原则选取。由于偶极子两端视为终端负载记为 ZL，由于终端开路，所以 ZL=∞，等效为LC串联谐振网络，对于电长度|θ|＜λ/4的偶极子阵列，当其特性阻抗表示为 Z，其输入阻抗Zin满足式（1）：

对于电感元件L，其阻抗计算式为：

联立式（1）和式（2），可以求得偶极子单元的等效电感为：

此处，Ld表示从负载终端向电源端移动的距离，记负载端Ld=0，向电源端的距离Ld取负值。

对于耦合电容Ccoupling可通过平板电容器计算式（4）求得：

因为天线谐振频率与其物理尺寸呈反比例关系，初始的设计谐振频率约为目标工作频率的一半，为提高谐振频率，笔者减小其物理尺寸约为初始值的一半。此时阵元在E面的间距dE=16 mm，阵元在H面的间距dH=32 mm，下层空气介质高度hsub=35 mm，上层介质层高度hsup=20 mm，相对介电常数εr=2. 1，偶极子双臂总长wdipole=16 mm （≈0.119λ），宽度hdipole=8. 8 mm，中心采用集总端口馈电，馈源高度wfeed=0.4 mm，长度为偶极子双臂所附的介质层厚度tPCB=0.5 mm，馈电端口输入阻抗Z=100 Ω，耦合度Wcap=6. 8 mm（≈0.050 λ）。对于短偶极子单元可利用式（3）求得其自电感Ldipole=3. 99 nH，利用式（4）求得阵元间耦合电容Ccoupling=2. 8 pF，建立ADS仿真的等效电路如图2所示。然而在实际中，由于考虑到边缘效应，以及馈源的加入和接地板的反射对天线的影响，需要通过ADS软件仿真优化得到其实际值。经过多次调优后，取L=2. 8 nH，C=2. 6 pF，等效电路的仿真结果如图3所示。

图2 紧耦合的短偶极子天线ADS仿真电路

图3 短偶极子阵列仿真结果

从图3（a）可以看出，用商业软件ADS仿真结果表明在0.67~3. 78 GHz频段内，该天线阵列电压驻波比优于2. 0的相对带宽为139. 78%，其S11的史密斯圆图也与电压驻波比相吻合。采用水平偶 极 子 天 线 阵 列，天 线 剖 面 高 度 为H=hsub+tPCB/2=40.25 mm（≈0.25λ）。图3（b）中给出了用全波电磁仿真软件Ansoft HFSS仿真进行仿真验证的阻抗曲线。图3（c）中给出了用ADS仿真软件给出的仿真验证阻抗曲线。对比图3（b）与图3（c）可以看出，采用ADS等效电路仿真与采用HFSS仿真的电压驻波比仿真结果基本一致，只是阻抗圆图中的阻抗曲线存在90°的相位差。由此可以看到，利用等效电路的ADS仿真分析与全波电磁仿真软件 HFSS 的仿真结果吻合良好，可用于低剖面宽带天线阵列的仿真分析与设计。

2.2 高阻抗地加载的低剖面阵列天线

对于普通金属表面（即理想电壁）而言，根据边界条件有，电场在结构表面的切向电场为零，表现为结构表面为电场强度的波节点与磁场强度的波腹点，此时的表面阻抗值非常小，而且反射相位为 180°。而如果想要获得零反射相位，则要求反射面表面的阻抗Zx无穷大（即高阻抗表面），表现为结构表面为电场的波腹点和磁场强度的波节点，因此，这种表面即人们通常所说的理想磁导体（perfect magnetic conductor，PMC）。因此，在电磁学领域，可以通过构造这种高阻抗的表面来近似地得到PMC，即人们所说的AMC（artificial magnetic conductor，人工磁导体）结构。

为了更加直观地对 PEC（perfect electric conductor，理想导体）以及PMC结构的工作机理进行研究，采用传输线原理对其进行分析，假定一段无耗传输线，其特性阻抗为 Z，传输线负载端接一个阻抗为ZL的负载，其结构如图4所示。

图4 传输线结构示意图

则该等效电路的反射系数可以表示为：

根据边界条件有，对于PEC的反射系数为-1，此时的反射相位为 180°，而针对 PMC 的反射系数为1，此时对应开路，反射相位为0°。

如果将负载电阻ZL等效为一个电感L和电容C的并联结构，如图5所示，等效电路的阻抗可以由式（6）计算得到：

图5 并联谐振电路结构示意图

而在频域，反射系数可以写为：

其中：

假设理想无耗传输线特性阻抗为空气的特性阻抗，即约为377 Ω，则当C=0.4 pF，L=12 nH时，则该等效电路的负载阻抗 ZL为无限大，从原理上可以等效为开路的高阻抗负载。通过合理地选取无耗传输线的长度，该传输线输入端的的阻抗可以表现为感性阻抗，即人们常说的AMC。AMC和距阵面 1/4中心频率波长的反射板的作用是一致的。而根据 Wheeler 的无限电流表面理论，AMC在带内可以模拟理想磁导体的性能，相比距阵面 1/4 中心频率波长的反射板更加接近理想条件。这里给出传统紧耦合天线阵与加载AMC的低剖面天线阵的电磁波路径，如图6所示。

图6 传统紧耦合天线阵与加载AMC的低剖面天线阵的电磁波路径

根据参考文献中的天线结构，本文给出一个低剖面紧耦合天线阵列单元，如图7所示。这个单元由层叠耦合型振子以及蘑菇型人工磁导体组成。其中dx、dy为单元的尺寸，该单元中有4个正方形金属片用圆柱形金属柱与金属底板相连接，金属柱的高度为hAMC，并组成了AMC底板。距AMC底板hdis是双面印制对称振子的印制板，其厚度为hPCB，图7的右边给出了对称振子的尺寸。其各个参数大小如下：

图7 低剖面紧耦合阵列单元示意图

图8给出了低剖面紧耦合天线阵的等效电路模型，上半空间以及紧耦合振子的等效电路模型没有发生变化，但是振子平面以下的电路被并联的 LC谐振回路替代。这时，振子的输入阻抗可以写为：

图8 低剖面紧耦合天线阵示意图及其等效电路

其中，Zd表示振子本身的电抗。

为了验证等效电路模型，需要对比等效电路模型与全波仿真的结果。根据改进型等效电路模型，振子的电抗Zd以及无限大空间中的辐射阻抗Z+通过全波仿真得到，人工磁导体的等效电感以及等效电容则通过式（11）和式（12）得到。对于图7中使用的蘑菇型人工磁导体，可以计算得到L= 20 nH，C=0.216 pF。偶极子的等效自电感和等效耦合电容，则可根据式（3）和式（4）计算得到，Ldipole=25. 2 nH，Ccoupling=0.149 pF，此时全波仿真以及等效电路模型计算结果如图9所示，两者都是对180 Ω特性阻抗进行归一化，从等效电路结果不难看出，尽管两者在驻波比细节上有所差异，但是整体的工作带宽基本准确，在低频部分吻合较好。考虑到近距离的人工磁导体与振子单元间的相互影响，这样的误差是可以接受的，在等效电路仿真中，经优化得到 Ldipole=27 nH， Ccoupling=0.249 pF，L=25 nH，C=0.236 pF，这与由计算所得的结果大致一样。从图9可以看出，该天线阵列在工作频率1. 1 ~ 2. 8 GHz范围电压驻波比优于2. 0，天线的剖面高度仅为24 mm，相对带宽78%。

图9 加载AMC的低剖面紧耦合天线阵

对于不同宽度的同相反射带隙，其宽度变换会对低剖面紧耦合天线阵工作带宽带来一定的影响，为了研究其宽度变化所产生的影响，本文依旧采用图8所示的模型，改变人工磁导体的参数。为了保证紧耦合单元本身不发生变化，因此始终保持 G+W=dx/2。这里选择 3 组参数，分别是：W=16 mm，G=12 mm；W =20 mm，G =8 mm；W=24 mm，G=4 mm。这3种参数下，紧耦合阵列的驻波比如图10所示。

从图10可以看到，在反射板间距保持不变的情况下，随着反射板尺寸的增大，即反射板间缝隙不断减小，此时谐振频率向低频段靠近，且带宽变窄。当反射板尺寸逐渐减小时，尽管带宽会增加，但天线阵列的驻波比会增大，因此需要在二者之间找到一个平衡点。

图10 加载不同尺寸人工磁导体反射板对应的端口驻波情况

阵列的工作带宽与人工磁导体的带宽紧密联系，因此，人工磁导体的介质板越厚，越有利于提高整个阵列单元的带宽。但是，人工磁导体的设计初衷就是低剖面设计，显然，介质板的厚度需要权衡。在本设计中，选择 W=16 mm， hAMC=16 mm，以平衡带宽以及剖面高度。振子单元采用矩形振子臂加平板电容的形式，这样在控制电感时，就不会影响耦合电容。另外，为了便利进一步的馈电设计，原本夹在振子与人工磁导体反射板之间的空气介质被 Rogers5880 介质板取代。

3 结束语

综上所述，对常规偶极子阵列引入强耦合后，因为阵元间的互耦，使其工作带宽得到显著增加，由于谐振频率降低，天线剖面高度的电长度减小。利用等效电路的设计方法，可以在一定限度内，通过改变偶极子的臂长和耦合度来改变阵元的等效自电感和耦合电容，并以此获得不同的谐振频率；或增加偶极子臂长和阵元间距，减少阵元数量，此时阵元的等效自电感减小，可通过增加耦合度的方式，增大耦合电容，从而保持谐振频率不变。采用强耦合阵列时，偶极子的臂长不宜超过λ/4，这是因为根据传输线原理，当臂长超过λ/4时，此时偶极子的阻抗表现为容性，无法利用阵元间的互藕展宽带宽，降低剖面高度。

当加载 AMC 后，由于改变了反射面的反射相位，因此可以减小天线阵元与接地板间的距离，从而降低天线剖面高度，但因为 AMC 自身可以等效为 LC 并联谐振网络，其带宽会影响天线的带宽，所以为了降低剖面高度，往往会牺牲部分带宽。一方面可以设计宽带AMC，以减弱AMC加载对天线工作频带的影响，另一方面可以利用多层 AMC 结构来展宽带宽，但会增加天线剖面高度，因此需要在二者之间找到平衡。

在低剖面天线设计中，还存在一些问题：第一，低剖面天线被更多地应用在小型化基站天线中，而目前常用的基站天线大多为双极化的工作方式，因此本文中给出的线极化的低剖面天线有待改进；第二，受单层 AMC 带宽所限，紧耦合阵列天线工作频带变窄，相对带宽小于100%，后面将会在此基础上进一步完善，以期能够在降低天线剖面高度和增加工作带宽间找到最佳平衡点。

[作者简介]

张申科（1963− ），男，武汉虹信通信技术有限责任公司技术总监、教授级工程师，主要研究方向为移动通信基站天线及天馈设备。

杨丰旭（1994− ），男，西安电子科技大学硕士生，主要研究方向为通信天线。

尹应增（1964− ），男，博士，西安电子科技大学天线与微波技术国防科技重点实验室教授、博士生导师，主要研究方向为天线工程与 CAD、微波射频识别技术、微波射频电路等。