容量/灵活性大增 5G数组天线量测方案更多元

第五代行动通讯(5G)需要提供更多的容量和灵活性，同时也需要降低系统的营运费用。 有两项新技术可以同时达成容量以及能源效率的增加：虚拟化与大规模MIMO。 本文提供了当前和未来

验证要求的解决方案，包括了应用传导式以及大规模MIMO天线技术在空中传播(OTA)的测试方法。

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本文共分上下两篇，上篇介绍5G背景、波束成形(Beam-forming)天线之基本理论、提供辐射图的计算方法，以及传导测试结果等；而下篇则着重在空中天线测量介绍。

虚拟化/大规模MIMO降低5G基地台营运费用

5G对于不同的部分具有不同的含义，例如: 新的大型机器通信(mMTC)具有超可靠和低延迟通信(URLLC)的能力，以及应用在新的毫米波频带上能增加传输容量。 从业务的角度来看，新的5G网络需要提供更多的容量和灵活性，同时也需要降低系统的运营费用(OPEX)。

增加容量的最简单方法是增加网络中的基地台数量，但是由于场地租金和能源消耗的成本过高，营收无法赶上成本增加，因此，采用这种方法例子有限。 最好的方式莫过于使用新技术，既增加容量又降低基站能耗。

如图1所示，基地台之大部分的OPEX是能源消耗和场地租金租赁。 使用两种新技术，虚拟化和大规模MIMO，将可以增加容量及提高能源效率。

图1 行动网络的收入和费用

透过使用集中无线接入网络(C-RAN)技术将基频处理集中到数据中心，可以大幅度降低空调成本，导致OPEX降低50%。 每个基地台成为数据中心内的一个虚拟机，从而通过协调多点(CoMP)和协调无线电(图2)来增强容量增益。 该概念可以进一步扩展到附加的网络组件，以形成软件定义的网络(SDN)。

图2 C-RAN虚拟化。

MIMO技术不使用多重存取方案以及不修改波形，并利用发送并行数据流来增加小区容量。 目前的4G系统使用单用户MIMO，其中用户设备(UE)计算反向频道矩阵，以便提取单独的数据流(图3)。

图3 具有波束成形的MU-MIMO。

因为系统复杂度在于UE，导致使用MIMO处理时电池寿命缩短。 多用户MIMO(MU-MIMO)使用预编码矩阵将复杂性从UE移动到基地台，使得每个数据流由单独的接收机独立地接收。

在MU-MIMO方案中利用波束成形，可向不同的用户发送不同的功率电压。 除了采用MU-MIMO以增加电池容量之外，波束成形还可以准确地分配讯号给各个UE来显著降低能量消耗。 对于没有波束成形的其余基地台，UE未接收到环境中所吸收的额外能量，或是对相邻之UE产生干扰。

本文提供了当前和未来的天线验证之测试解决方案的概述，包括传导式和空中传播测试方法。

组件尺寸大于待测物 远场量测效益偏低

任何天线的电磁场依据描述和测量可区分为两个不同的区域，分别为近场和远场。 在天线的近场区域中，定义为小于天线孔径平方的两倍除以操作波长(图4)，该近场区域由反射和辐射分量组成；而天线的远场仅具有辐射分量。

图4 八个2.7 GHz圆形微带天线贴片的基地台天线数组外的一致性激发D的电磁场是天线之最大孔径或大小。

为了表现OTA系统之天线辐射性能，可以在近场或远场区域中进行测量。 在近场区域中，对于远场区域的数学变换，需要对接收到的电磁场的相位和振幅的精确测量，近而观察其天线2D和3D增益模式。 为了计算天线的波束图，远场区域中仅需要测量场的大小值。

表1列出了传统行动通讯之频率和5G所考虑的毫米波频率的不同设备(UE终端设备和基地台)的近场和远场之间的边界距离。 对于较低频率和较小的器件，可以在远场区域上进行振幅或是功率测量。

但在毫米波区域中，组件的尺寸在较小的波长上占主导地位，因为任何组件的尺寸都远大于待测物(DUT)之大小，所以此时进行远场测量是很不切实际。

主动/被动天线之差异

被动和主动天线系统之间的差别在于，从测量的角度来看，被动天线系统包含RF I/O端口，允许电缆直接将被动天线连接到测量系统进行传导式测量(图5)。

图5 被动(传导式)与主动天线系统

在主动天线系统中，远程控制无线头端(RRH)与天线数组直接整合在一起。 传统的RF I/O端口已被数字I/Q数据的光纤接口所取代。 目前，光纤接口是使用到公共无线电接口(CPRI)的协议，但由于CPRI的容量瓶颈，所以预计5G系统将会发生变化。

CPRI协议基于开放接口，但它也包含专有的讯号信息。 外部测量公司要直接，且实时地存取供货商的数字I/Q数据端口有所难度，甚至有时是不可能的。 这将宣告RF测量的典范变化，其中所有收发器和RF测试都需要在空中进行。

另外，主动天线系统提供新型，以及创新的无CPRI辐射测量，因为其数字I/Q数据的有限存取，所以近场测量中的相位信息不能像以前那样容易地获得。

两大增加天线讯号功率方式

期望在天线系统上将其能量聚焦在特定方向上，以便将最大化之讯号功率朝向特定装置。 这里使用半波长偶极天线作为范例，利用两种方法来增加增益(图6)：

图6 数组式天线

增加天线孔径

透过增加天线的孔径(或天线尺寸)，由于天线之周期性的电流分布，较大的天线变得更具指向性。

尽管这种方法是不需要用到外部的控制电路，但是波束的方向是固定的，并且旁波瓣的数量会增加。 其范例包括电子式的长偶极天线、号角，以及波导等。

采用天线数组

根据电流分布的周期而重复性地布置每一个偶极组件成天线数组。 并且可以调整各个组件的振幅和相位讯号，以控制波束方向和波旁瓣准位，进而产生「相位数组」(图7)。

图7 相位天线数组

这样会比第一种方法具有更高损耗以及更复杂的供给网络，其范例包括用于汽车，飞机，船舶和卫星的雷达。

图7说明了具有M个天线组件的相位天线数组的基本机制。 天线组件通常被隔开约半波长的距离，以便有最小化之相互耦合。 较大的分离会造成更高的光栅波瓣。

为了形成具有指向θ的特定方向的波束，将天线之间的相位差设置为特定值(图8)。

图8显示，透过设置八个半波长的偶极天线，每个天线之间有90度的相位差，然后将波束方向转向30度。 会使得主波束的3dB波束宽度有0.5度的变宽，并且同时其峰值增益将降低0.5dB。

图8 天线数组的相位和振幅加权(使用CST Microwave Studio进行仿真)。

借着利用天线数组的波束转向能力，朝着一个特定的方向，将可以产生高增益波束，并在特定的方向创建一个无MU-MIMO系统之干扰。

因此，除了相移之外，施加讯号振幅的加权以减少旁瓣。 对于像是减少数组中的讯号振幅之对称线性，会降低旁波瓣值(约10dB至15dB)，但主波束宽度会变大(增加5度)。

三种波束形成架构

天线数组使用三种类型的波束成形架构(图9)：

图9 主动天线系统的波束成形架构

模拟波束成形(ABF)

传统的波束成形的方式是使用模拟RF电路在衰减器和相移器上，其中单一个数据流被分成独立的路径。 该方法的优点是只需要一个RF通路(PA，LNA，滤波器，开关/循环器)。 缺点是高功率之串行移相器的损耗。

数字波束成形(DBF)

数字波束成形的方式是假定每个天线组件都有独立的RF通路。 其波束成形的方式是在其基频的矩阵模型上，进行振幅仿真和相位加权。 对于低于6GHz的频率，这是优选的方法，因为其RF设计组件相对便宜，并且可以将MIMO和波束成形组合成单个数组。

但对于28GHz及以上频率之PAs和ADC来说，使用标准CMOS组件其特性有损耗过大的问题。 但如果使用异类材料(例如:砷化镓和硝酸镓)其损耗会降低，但相对地成本也会增加。

混合波束成形(HBF)

混合波束成形的方式是结合数字波束成形与模拟波束成形，具有MIMO+波束成形的灵活性，也同时降低波束形成单元(BFU)的成本和损耗。

每个数据流都有自己独立的模拟BFU和一组M个天线。 如果有N个数据流，就会有NxM个天线。 透过用Butler矩阵的选择性波束成形器来代替适应相移器，这样可以减少由相移器所引起的模拟BFU损耗。 主要架构是使用数字BFU来引导主波束的方向，而模拟BFU将波束引导到数字封包内(图10)。

图10 模拟，数字和混合波束成形之间的比较

由于天线数组波束导向对天线组件之间的相位差的灵敏度，每个数组必须校准以下之公差项目(图11)：

图11 天线数组中的静态和动态公差

天线数组校正

1.相位误差：根据其统计特性，相位误差对天线波束有很大的影响。 如果相位误差均匀分布在数组上，那么主波束方向将不会改变。 相反地，若阻止干扰的零点受到损耗10dB至20dB之严重影响，其所对应的相位误差分布，会造成主波束导向不同之方向。

相位误差可能由RF电路中的PA和LNA中的热效应，以及滤波器之中的群延迟变化所引起。 因此建议将天线组件之间的相位误差保持在±5o以下(AAS的商业规格)。

2.振幅误差：振幅度误差不影响波束的方向，而是影响峰值增益和旁瓣位准，通常是由主动组件(PA和LNA)之热影响所造成。 建议的振幅误差应低于±0.5 dB(AAS的商业规格)。

3.时间误差/频率飘移：若模块内之电路架构不使用本区振荡器(LO)网络，将造成在ADC之间会存在时间误差外，还会出现频率漂移。 推荐的频率漂移之位准为0.5ppm(AAS的商业规格)。

天线数组发展过程

图12显示了基础设施供货商的天线数组的简化典型产品开发过程。 该产品开发过程中的不同阶段需要不同的测量和验证方法，进而使用各种方法来测量大规模MIMO系统，包含了完整的天线数组和个别的天线组件上之不同的测试接口。

图12 天线数组的产品发展过程

具64个或更多组件(对应于8×8交叉极化天线数组)的天线数组将不会在最终组装中提供任何单独的天线连接器。 然而，在产品设计的早期阶段，天线组件需透过连接器来存取量测，以验证各个天线的S参数。

从初始研发设计到最终生产测试的所有产品开发过程都需要天线数组的验证和鉴定。 天线组件之间的相互耦合(S21)对网络容量有不利影响。 因此，需要同时进行多端口被动式(传导)测量以进行精确量测。

传导天线测量解析

在设计时间，当天线连接器仍然可以存取量测时，如文中所述上使用向量网络分析仪(VNA)搭配VNA与开关矩阵的组合可用于测量多达288个组件的天线数组之S参数。

使用向量网络分析仪测量S参数

对于天线数组，使用向量网络分析仪时，最常见的测量是S参数测量(传输和反射系数)。 S参数包含可用于测量近场和远场量测的振幅和相位讯息。

反射系数：=S11=b1/a1(天线1的反射功率/天线1的注入功率)

传输系数：=S21=b2/a1(天线2的传收功率/天线1的注入功率)

图13显示了天线数组的范例，其具有64个双极化天线和128个天线端口。 由于端口数量庞大，连接电缆和随后的VNA校准是困难和耗时的。 测量这个数组的S参数有两种方法：

图13 64个组件的平面天线数组DUT和数组组件之间的相互耦合。

． 具两个或四个端口的VNA和开关矩阵：

VNA先连接到开关矩阵再连接到DUT。 然而，这种方法只能同时测量两到四个端口。 这不足以精确地测量所有总共的互耦(一个天线组件有八个邻近极化和17个共/交互邻近极化)。

． 多端口VNA可同时进行多端口测试：

多端口VNA可同时测量所有端口，以减少测试持续时间，并在一个天线组件及其周围的邻居之间执行完整的互耦测量。 如果天线组件的数量多于于其端口的数量(例如R＆S ZNBT8，最多的端口数为24)，也可以搭配开关矩阵。

另外的好处是可以同时进行多端口测量，例如「主动回波损耗」(S11，S22，S33，...，S2424)的特定测试。 在网络容量下的实际操作，该方法对于天线数组之设计时间可提供深入的了解。

图14说明了天线互耦对电池容量的影响。 将均匀线性数组(ULA)与均匀正方形数组(USA)进行比较，显示了USA之间的组件间距要比ULA的组件间隔要大三倍以维持相同的网络容量。

图14 网络容量作为互耦的函数。

运用灵活解决方案进行测量

为测量天线系统，仪器商也推出灵活的量测解决方案，以罗德史瓦兹(R&S)为例，该公司提供广泛的多端口网络分析解决方案，且允许选择真实式的多端口向量网络分析仪或开关矩阵之解决方案(可选择的R&S开关矩阵)， 如表2所示。

(本文作者任职于R&S)