Intel & NewPhotonics：基于3nm工艺的224G Serdes及LPO演示

2023年12月就有一个新闻提到Intel 公司和 以色列的NewPhotonics 有限公司成功将 Intel 新的224Gbps 电 SerDes 设计与 Newphotonics 先进的光域均衡硅光引擎进行了集成，实现了224G PAM4传纤＞10km无需dsp的端到端LPO直调电-光链路。最近，他们在IEEE OJ-SSCS期刊上报道了这一成果，报道的还是1m的DAC铜缆传输＋23km的光纤传输。

(https://ieeexplore.ieee.org/document/10756610)

一、 引言

本文介绍了能够支持超过200Gb/s数据速率的铜缆和线性光收发器的系统考量、电路架构和设计实现。展示了采用先进3纳米CMOS工艺设计的收发器的硅片结果，该收发器支持在奈奎斯特频率下具有高达40dB损耗的长距离信道。这些结果证明了该技术在将收发器数据速率翻倍的同时，实现功耗和硅片面积效率提升的优势。

本文重点介绍了几种关键电路架构，如混合CTLE、电感peaking时钟布线和基于接地开关的单级发射机（TX）Driver。基于模数转换器（ADC）的接收机（RX，图1）能够在数字信号处理（DSP）后端使用强大的数字符号和序列检测技术。这种结构遵循112Gb/s基于DSP的收发器趋势，但针对2倍更高带宽要求进行了架构和设计优化。TX由9抽头FFE、数据串行器、带伪差分电流模式逻辑（CML）驱动器的7位DAC、电感电容压控振荡器（LCPLL）、时钟分配和输出匹配网络组成。RX包括匹配网络、前端CTLE和可变增益放大器VGA、时间交错逐次逼近寄存器（SAR）、 ADC、带相位插值器（PI）的时钟分配、基于数控振荡器（DCO）的时钟数据恢复（CDR）和数字均衡器。数字均衡器包括高达30抽头的数字FFE和可选的数字判决反馈均衡器（DFE）。FFE由符号 - 符号最小均方算法调整，并通过片上微控制器管理。CDR输入可直接由ADC输出或FFE输出驱动。

二、系统考量

基于系统模型进行了仿真，其中收发器针对三种信道配置进行了测试：基于测量的传递函数的反射信道，在奈奎斯特频率下具有30dB插入损耗；以及两个合成的非反射信道，在奈奎斯特频率下具有35dB和40dB插入损耗。

在这三种情况下，系统使用三种均衡配置进行了仿真：仅FFE、FFE + DFE和FFE + MLSD。图2中的结果表明，尽管反射实信道由于CTLE无法均衡的额外ISI，即使在较低插入损耗下也比合成平滑信道提供更差的结果，但添加的ISI使MLSD能够提供更高的BER和约2dB的SNR改进。类似地，当比较不同插入损耗的合成平滑信道时，插入损耗较高的信道在FFE之后最终具有更高的残余ISI，从而使MLSD更有效。MLSD的有效贡献仍在行业中被研究和讨论，涉及其在IEEE标准中的正确集成及其对信道操作裕量（COM）计算的影响。

三、224G 接收机、发射机设计

(不懂，跳过，仅贴图)

四、信号完整性考量 - 包括OSFP连接器和1米DAC的高要求信道

如图8所示，完整信道由封装、插座、PCB、OSFP连接器和1米DAC无源铜缆组件组成。每个组件都经过设计和优化，以满足成功传输所需的带宽、回波损耗和串扰要求。224Gb/s PAM4长距离（LR）信道旨在实现bump to bump在56GHz时高达40dB的链路预算。

◆ 224Gb/s封装设计优化

为了使封装在224 Gb/s PAM - 4的奈奎斯特频率下具有相同或相似的损耗，需要进行多项技术进步，包括更好的新材料、改进的表面粗糙度、更精细的球栅阵列（BGA）间距、使用跳层布线设计技术、更好的走线线宽/间距、更好的芯层厚度和堆叠。根据研究，0.8mm BGA间距可用于支持足够高的插入损耗带宽，并避免由高阶模式传播引起的不必要的谐振。我们的224Gb/s封装设计使用了12层有机堆叠，并且0.8mm间距的BGA经过优化，以在高达50GHz时实现优于15dB的回波损耗。封装走线 - 过孔 - 镀通孔 - BGA球过渡的模拟差分回波损耗、插入损耗、串扰和群延迟如图9所示。

走线至BGA过渡在高达50GHz时实现1dB插入损耗和15dB回波损耗，在60GHz时串扰小于 - 100dB，群延迟变化在高达60GHz时小于1ps。有效球/焊盘电容小于30fF。为了实现封装损耗目标，在全局布线区域需要跳层走线配置，以在56GHz时实现平均走线损耗低于0.15dB/mm。

◆ 224Gb/s PAM4 PCB设计

PCB设计是224Gb/s PAM4信道的关键组成部分。为了最小化走线损耗，我们的PCB采用了0.8mm球间距、跳层设计和高质量材料，如平滑铜（HVLP类型）和Isola Tachyon（一种超低损耗电介质材料）。这种组合使得在56GHz时能够实现1.5dB/英寸的低插入损耗。传统的涉及弯曲的偏斜补偿技术常常由于不对称的45度拐角而在差分P和N走线之间引入不平衡。这些拐角在一条走线中产生额外的寄生元件，导致差分到共模转换。为了缓解这个问题，我们采用了非对称双弯曲技术。如图10所示，这种方法在带状线布线中对于高达60GHz的频率显著提高了SCD21约10dB。

◆ OSFP连接器和电缆组件

由于与112Gb/s标准的向后兼容性要求，基于当前技术限制，预计1米电缆组件（包括两个连接器）的损耗目标约为15dB，未来有望改进到10dB。连接器插针容差和焊接工艺对整体性能有显著影响。图11说明了焊接对连接器性能的关键影响，展示了在连接器优化过程中不考虑焊接时，可能会出现10 Ω的阻抗下降和超过5dB的差分回波损耗性能下降。

◆ E2E信道相关性

准确表征实际信道是一项复杂的任务。为了获得可靠的测量结果，使用100μm间距的探针进行精确的矢量网络分析仪（VNA）校准至关重要。为了使仿真模型与测量数据相关联，对封装和PCB使用了准确的协同建模方法。这种方法有效地避免了BGA球的重复计算，并准确地表示了封装和PCB之间的垂直过渡。类似的技术也应用于连接器接口。

五、铜缆测试结果

◆ 224Gb/s RX测量

使用Keysight M8050A BERT，以224Gb/s PRBS模式对接收机进行了表征。在非反射信道上，在56GHz时凸点到凸点插入损耗为40dB的情况下，实现了2.5e - 8的BER。BERT的摆幅设置为1.2V差分Vpp。抖动容限测量表明，CDR环路带宽为5MHz，在1e-4 BER时眼图张开度为0.1UI，如图15所示。

该RX在不包括DSP功率的情况下，在224Gb/s时实现了1.47pJ/bit的能量效率，如图19所示。为了测试提高ADC分辨率的优势，在中距离信道（奈奎斯特频率下20dB插入损耗）上进行了类似的BERT PRBS测试。ADC分辨率在6位和7位模式之间切换。在这种情况下，6位BER为5.1e - 10，7位略微下降到4.0e - 10。对于中长距离信道，ADC的分辨率对BER影响较小，因为RX的性能主要由AFE的噪声和线性度决定，而不是ADC的分辨率和量化噪声。

◆ 224Gb/s发射机测量

通过封装上的连接器（OPC）、同轴电缆和直流阻断器将TX连接到256GS/s Keysight UXR1104A实时示波器，对TX性能进行了评估。图16显示了PAM4 224Gb/s传输数据的眼图，片上FFE设置为最大化眼图张开度。图中展示了目标BER为1e-4时的眼宽（Ew）和眼高（Eh），显示在224Gb/s PAM4时中心眼垂直张开度为100.0mV。该TX在不包括DSP功率的情况下，在224Gb/s时实现了0.92pJ/b的能量效率，如图19所示。TX与类似的224Gb/s TX的性能总结在表I中。

◆ 收发器测量：OSFP反射信道和DFE与仅FFE对比

收发器使用反射型OSFP组件进行了测试，该组件由两个OSFP连接器和1米电缆组成。信道的插入损耗在50GHz时测量为34dB。在PAM4 200Gb/s时，系统在这种配置下实现了1e - 5的BER。为了表征DFE加FFE与仅FFE均衡的影响，使用外部环路对224Gb/s收发器进行了测量，信道配置对应于在56GHz时18dB、25dB和35.4dB的插入损耗。环回BER与插入损耗的关系如图18所示。从图中可以看出，使用单抽头数字DFE可以使长距离信道的BER提高多达一个数量级。对于短距离信道，它的效果较差，因为FFE后的残余ISI较小，BER主要由接收机噪声而不是残余ISI决定。

六、 NewPhotonics的直驱线性光学

为了将SerDes的操作扩展到光域，构建了如图13所示的电 - 光设置。硅光引擎由NewPhotonics提供。

发射光链路由DFB、硅光MZM、光均衡器、23公里的标准单模光纤和光电二极管组成。巴伦（balun）用于将发射机的输出从差分转换为单端信号，该信号使用片外超宽带放大器进行缓冲，进而驱动MZM。DFB的相对强度噪声（RIN）约为 - 145dB/Hz，工作电流为100mA，相应的发射功率为35mW。实际的MZM设计带宽有限，约为30GHz。光均衡器在减轻基带和光损伤（如MZM带宽有限）方面起着至关重要的作用。在这种情况下，信道带宽主要受调制器截止频率的限制。尽管在1310nm波长处色散几乎可以忽略不计，但RF信号的高带宽仍然需要对23公里的光纤进行一定程度的色散补偿。传输的光信号由光电二极管（PD）检测。PD设计用于实现＞60GHz的高带宽和陡峭的滚降以降低噪声。最后，PD的感应电流被馈送到跨阻放大器（TIA），TIA驱动SerDes。

MZM的性能如图20a所示，3dB和6dB电光截止频率分别约为30GHz和60GHz。(这里其实不太懂为什么30GHz带宽的MZM就可以拿来传224G PAM4了，而且S21曲线也有个凹坑，不知道是不是光域的两路112G合成224G)。MZM设计具有接近零的线宽增强因子（α），大大降低了色散对系统性能的影响，实现了更长距离的信号传输。定制设计和制造的PD实现了约70GHz的3dB带宽，如图20b所示，在O波段内的响应度为0.65A/W。值得注意的是，PD具有高度线性的响应，这有助于在整个检测过程中保持信号完整性。此外，PD响应曲线的陡峭滚降有利于降低噪声水平。

图21显示了在23公里光纤上测量的TP1和TP4之间（图13）的电光眼图。测量的发射机TDECQs为3.3dB和3.48dB；消光比为5dB和5.9dB；所有四个电平都很好地分离和区分。光系统的功耗约为2.25pJ/bit。光链路以TX到RX外部环回方式与SerDes组合。图21中的相应直方图显示了PAM4信号的四个分离良好的电平，BER约为1e - 4（图22）。

最后再补充一点NewPhotonics的光均衡器信息。 NewPhotonics宣称是第一个将光域均衡运用到通信产品中去的，并且基于该技术已经实现了用于800G LPO的112G硅光引擎的产品，功耗实现了大幅降低。在他们之前的报告里显示，通过光均衡器可以把带宽曲线高频部分抬高拉平，在8dB的RF loss下，带光均衡器的LPO 硅光PIC可以实现224G PAM4眼图TDECQ ～3dB，光均衡器的额外损耗为1dB。支持8dB RF loss的LPO应该还是不太够用的，所以NewPhotonics率先推出的1.6T产品还是DSP的硅光PIC套件。