士模新品CM1348：16 通道24 位（含全面斩波）

士模还是有本事的，线下客户不知道怎么想，友商先推荐了它家的东西给我，原话就是：

厉害，也算是官方小金牌了

厉害，也算是官方小金牌了

但是这次不是推 7606，因为后面的数据看着不像（第一次见对比，除了价格其它都扑街的）。后面还有原厂给的一些数据，还有一些使用要点。

我看完整个手册还是觉得蛮有特点的，这个价格，这个参数，可全可点，另外把斩波功能也加进来，进一步的提高了性能。

老规矩，直接上半截特性：

来了！

来了！

我觉得这个 16 通道就不错，这个一些静态性能也好看。

当然了也是 MUX 的

当然了也是 MUX 的

输入偏置电流：典型值 ±1 nA，最大 ±5 nA 。

积分非线性（INL）：典型 ±3 ppm，最大 ±8 ppm 。

增益误差：±0.02 %（典型），±0.05 %（最大） 。

后面还有一个详细一点的框图

后面还有一个详细一点的框图

但是这些参数真的都挺好的

但是这些参数真的都挺好的

一些失调模块上面都用了斩波技术，这样一来，系统误差就小了，好评！

斩波的原理

斩波就是把低频处的直流误差与 1/f 噪声调制到较高频（斩波频率 的附近），再在数字端或后续滤波里把这些移到高频的成分滤掉，从而让基带（直流~低频）只剩下白噪声，达到“极低失调与温漂、抑制 1/f”的效果。

换句话说：

Offset / 1/f → 被“搬家”到 的边带；

通带（关心的测量带宽） → Offset 与 1/f 被显著压低。

CM1348 手册里明确给出：当 Chop=1 时，数据速率减半，噪声降低约 1.4 倍（≈3 dB 改善）。

本芯片上启动斩波后的“量化收益”

手册给出 ENOB 定义（由满量程 FSR 与噪声决定）：

因此“噪声降低 1.4 倍”的收益大约是

也就是接近半位的等效分辨率提升。

手册还给了不同速率下的 噪声/无噪声分辨率/ENOB（DRATE=00 到 11），例如在固定通道模式 1953 SPS → 2.8 µV、ENOB≈21.6 bit；开启 Chop 后在同类条件下噪声再乘以 近似得到 ~2.0 µV 的量级（对应 ENOB 再提升约 0.5 bit）。这些基线数字见表格条目。

斩波对温漂与直流性能的影响

数据手册直接给出对比：

禁用斩波时的失调温漂 ≈ 0.4 µV/°C；

启用斩波时的失调温漂 ≈ 0.02–0.1 µV/°C；同页还给出增益漂移（0.4–2 ppm/°C）、CMRR/PSRR、SNR/THD 等基准数据。→ 这正是斩波“把低频误差搬走”的直观受益：失调与温漂显著下降，直流测量更稳。

代价与副作用（为什么不是永远都开）

数据速率减半：Chop=1 → ODR×0.5；需要在时序/吞吐上腾挪。

斩波纹波/边带：在 附近会产生调制残差；若你的通带过宽或滤波器拒不掉该频点，可能看到微小纹波或调制伪迹。

阶跃/通道切换建立时间：斩波 + 多路复用时，建立时间更敏感；手册也强调阶跃输入与固定/扫描模式的建立时间要按图 35/36 规则等稳定。

与传感器偏置/电容充电的耦合：扫描通道且带偏置电流时，需要给外部寄生电容充电，官方建议用“开关延时”拉长通道停留时间以确保稳态。

什么时候该开，怎么开得“更香”

建议开启斩波的场景

低速、高精度、直流/低频测量（应变、温度、桥式传感器、慢变量电化学等）；需要 极小失调与温漂、抑制 1/f 的应用；可以接受 ODR 降半与建立时间略增。

不建议或谨慎开启的场景

高速采样、宽带频谱/音频分析（此时 ODR、动态性能优先）；通带中对斩波频点及其边带无足够滤除余量时。

选定 ODR 后再考虑开 Chop；通带要远低于 ，并利用内部数字滤波（Sinc）把斩波边带压到通带外；多通道扫描 + 偏置电流时，打开“开关延时”，保证在每通道输出前有足够建立时间（避免把充电过渡采进去）；若需要把斩波收益“吃干榨尽”，仍要做一次两点/多点增益与失调校准（因为增益误差仍占大头）。相关增益误差/温漂数据参见参数表。

快速对照

Chop=1：ODR×0.5，噪声×(1/1.4)**（≈3 dB 改善）。

失调温漂：关 Chop ≈ 0.4 µV/°C → 开 Chop ≈ 0.02–0.1 µV/°C（数量级下降）。

数据手册的内容不直观，我做了仿真来自动的选择最佳的参数配置。

按 VREF = 4.096 V、FSR = ±1.067·VREF 的条件把 Chop 关/开在不同 ODR 下的噪声、ENOB、吞吐量做成了曲线。 这些基线值来自手册表格（含 ODR 与 RMS 噪声、ENOB），并依据手册说明 Chop=1 → ODR÷2、噪声÷1.4 计算得到 Chop 开启后的新数值；ENOB 由 公式计算，“无噪声分辨率”≈ ENOB − 。

俩张图：

ENOB vs ODR（Fixed / Scan）

Noise vs ODR（Fixed / Scan）

给出最佳工作点建议（均为 Fixed 模式，便于评估通道带宽：

极致精度 / 低带宽（≤500 Hz 左右）

设定：DRATE=00，Chop=ON

结果：ODR≈976 SPS，Noise≈2.0 µV_rms，ENOB≈22.06 bit，无噪声分辨率≈19.34 bit

适用：桥式/应变计、温度/慢变量直流测量、微弱信号计量。（基于表 6 的 DRATE=00 噪声 2.8 µV_rms，Chop=1 噪声÷1.4 与 ODR÷2 推得；公式计算 ENOB。）

均衡方案 / 中等带宽（~1–2 kHz）

设定：DRATE=01，Chop=ON

结果：ODR≈3.91 kSPS，Noise≈3.21 µV_rms，ENOB≈21.37 bit，无噪声分辨率≈18.65 bit

适用：低频振动、慢速音频/传感融合等对吞吐有要求、但仍重视直流精度的应用。（由 DRATE=01 的 4.5 µV_rms/7813 SPS 推算。）

高吞吐 / 宽带（≥10 kHz）

设定：DRATE=10，Chop=OFF（或按需 DRATE=11，Chop=OFF）

结果（DRATE=10）：ODR=31.25 kSPS，Noise≈7.9 µV_rms，ENOB≈20.08 bit

结果（DRATE=11）：ODR=125 kSPS，Noise≈12 µV_rms，ENOB≈19.47 bit

适用：频谱/音频分析、较高速的闭环控制、宽带采样。（取自表 6 的固定通道 ODR 与噪声典型值。）

追求最低噪声/最高 ENOB：DRATE=00 + Chop=ON（≈976 SPS）首选。

性能/吞吐折中：DRATE=01 + Chop=ON（≈3.9 kSPS）是很稳的“甜点”。

高带宽/高速：DRATE=10/11 + Chop=OFF，优先保证吞吐和动态范围。

output (7)

output (7)

output (8)

Fixed Mode，就是指 固定单通道采样（而不是自动轮询多通道的 Scan Mode)。在 Fixed Mode 下，实际的 ODR 就和寄存器设定值完全对应，Scan Mode 下则会因为多通道切换而进一步降低等效速率。

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动态性能曲线

ENOB vs ODR：随采样率提高，ENOB 从约 19.2 bit 下降到 16 bit 左右。

噪声 vs ODR：噪声随采样率上升而增加，2.5 SPS 下约 0.1 µV，1 kSPS 下接近 1 µV。

误差预算（µV）

INL 约 40 µV

增益误差约 2.5 mV

Offset 约 10 µV:→ 增益误差是主要项，对高精度应用要做校准。

功耗 vs 采样率

低速（2.5 SPS）电流约 1.6 mA，高速（1 kSPS）增至 5.5 mA;功耗随速率增加近似线性上升。

隔离/抗干扰性能

隔离/抗干扰性能

通道隔离度 120 dB

CMRR 130 dB

PSRR 110 dB:→ 说明器件非常适合高共模干扰环境，多通道交叉干扰极低。

更多细节等我有机会拿到评估板再说～

对比表

对比表

做成条形图

做成条形图

AD7175-8 噪声最低（2.5 µV）、ENOB最高（21.9 bit），但功耗与价格也最高。

CM1348 功耗和价格最低，性能接近 ADS1258。

ADS1258 介于两者之间，性价比中等。

雷达图看，也是被夹在中间

雷达图看，也是被夹在中间

适合快速看“谁在性能上拔尖，谁在成本/功耗上更适合”。

我再做一张 性能/价格比（性价比）图，把 ENOB / Price 或 1/Noise / Price 可视化出来，更直观地看哪颗芯片划算：

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CM1348：ENOB/最高（）， 也最好 → 整体最划算。

ADS1258：ENOB/$ 中等（≈2.09），噪声/价格比最低 → 不算特别突出。

AD7175-8：虽然性能最强，但由于价格高，ENOB/$ 最低（≈1.46），只有在极限性能需求下才值得选。

总结：

追求性能极限 → AD7175-8

追求性价比 → CM1348

介于中间，兼顾一定品牌和稳定性 → ADS1258

确实是不错的，尤其 16 个通道。

还有的特性是

2.8 µVrms @ 1.8 kSPS 超低噪声

在低速采样（1.8kSPS）下，芯片的输入参考噪声仅 2.8 µVrms；对比同类 24bit ADC，这个噪声水平相当优秀，意味着在高分辨率模式下能获得极高的信噪比。

-40°C ~ 120°C 噪声一致

温度变化不影响噪声水平，说明内部电路设计和补偿做得很好；适合工业、汽车等宽温应用场景。

线性度 INL < 4 ppm

表示在整个输入范围内，非线性误差极小，达到 ppm（百万分之一）级；对于高精度测量（如计量、音频、科学仪器）非常关键。

增益漂移 0.4 ppm/°C

在 -40~120°C 下，增益随温度的变化极小；对比常见 ADC（几 ppm/°C），这个水平说明其精度在长时间和温度变化下都很稳定。

还有这个

还有这个

动态性能指标

采样速率：125 kSPS（固定通道模式）

SNR = 103 dB

表示信号噪声比非常高，对应有效分辨率大约在 17 bit 以上。

THD = -117 dB：总谐波失真极低，非常适合音频与高精度信号分析。

SFDR = 119 dB：无杂散动态范围高，代表系统几乎没有明显的杂散干扰频谱线。

这些指标表明，它不仅能用于传感器测量，还可以进入 音频分析、频谱分析 等对动态性能要求极高的应用。

AVDD 电流 4.1 mA

仅为国外竞品的一半 → 在相同性能下功耗更低；如果是多通道应用，这个差异会非常明显，能显著降低系统整体功耗和发热。

频谱图解读

左图 (1 Hz ~ 20 kHz 范围)

主信号在 1 kHz，幅度约 -0.5 dBFS；底噪在 -160 dBFS 以下，非常干净；无明显杂散，证明线性度和抑制力很强。

右图 (1 Hz ~ 100 kHz 范围)

同样的测试信号扩展到更宽的频谱范围；可以看到从低频到高频，底噪保持稳定；除主信号外几乎没有明显谐波或杂散干扰，体现了优秀的 SFDR 性能。

怎么说呢，反正就是好！数据就是这样的，

然后后面他们官方也给点数据，但是我觉得在使用的时候有大问题，也就写了：

CM1348 vs ADS1258 应用差异

CM1348 vs ADS1258 应用差异

Sensor Bias Current（传感器偏置电流）

ADS1258

Sensor Bias 电流的流出与否由 转换状态控制；也就是说，当停止转换或切换通道时，偏置电流会停止输出 → 芯片主动管理。

CM1348

Sensor Bias 电流是 源输出型，即使停止转换，仍然会流出；偏置电流会从 优先级最高的通道 或 最后一次转换的通道 管脚流出。

优点：减少通道切换带来的不确定性。

缺点：需要在电路设计中考虑到这种持续电流，避免影响未使用通道或导致偏置耦合。

Diff Offset（差分偏移）

当内部时钟信号对外输出时，芯片的差分输入偏移电压会变大。

对比分析：

ADS1258（竞品）

内部时钟输出时 → Offset 偏移较大。

内部时钟不输出时 → 仍然比 CM1348 偏移大。

CM1348

内部时钟输出时 → 偏移会变大，但幅度有限，差值较小。

内部时钟不输出时 → 明显优于 ADS1258，表现更稳定。

真的是，图这么模糊，看瞎我的眼睛：

我重新绘制的版本

我重新绘制的版本

左图（内部时钟输出时的 OFFSET）

ADS1258（红线，标注“竞品”）偏移电压波动大（100~200 µV 级别）。

CM1348（蓝/绿线，P2103V1/V0）偏移明显更小，整体在几十 µV 以内。

右图（内部时钟不输出时的 OFFSET）

ADS1258 仍有 -15~-25 µV 左右的偏移。

CM1348 基本控制在 ±10 µV 左右，表现更优。

ADS1258：偏置电流受控 → 更省电，但通道切换后需等待稳定;内部时钟输出时偏移明显变大 → 在高精度测量场合会恶化性能。

CM1348：偏置电流持续 → 稳定性高，但要注意电路设计避免干扰;偏移控制较好，即使内部时钟输出时也不会太差 → 更适合对 offset 敏感的测量应用。

总体来说，CM1348 在低偏移稳定性和宽温一致性上优于 ADS1258，尤其适合多通道高精度测量应用。